H-мост

	Авторские права.
Материал свободен для ознакомления. Для использования в коммерческих разработках или публикации необходимо разрешение администрации сайта Робофорум (www.RoboForum.ru) либо автора перевода (--Digit 12:38, 5 мая 2008 (MSD)).

Примечание к переводу

Данный материал - это вольный перевод серии англоязычных статей авторства Andras Tantos.
Статьи в исходном варианте можно найти по адресам:
Часть 1: http://www.modularcircuits.com/h-bridge_secrets1.htm
Часть 2: http://www.modularcircuits.com/h-bridge_secrets2.htm
Часть 3: http://www.modularcircuits.com/h-bridge_secrets3.htm
Рядом с некоторыми терминами в скобках я указывал их англоязычное написание. Во-первых, я не специалист и мог ошибиться в их переводе, а во-вторых, это ключевые слова, по которым можно вести поиск в англоязычной литературе.

Секреты H-мостов

Введение

В процессе разработки специализированного микромодуля H-моста (http://www.modularcircuits.com/h-bridge.htm) я многое изучил в данной области. Ниже описаны те вопросы, которые я не встречал в публикациях, и о которые обжегся (иногда в прямом смысле). В общем, я решил поделиться данной информацией в надежде, что она будет полезна для вас. Ну и отмазки: используйте данную информацию как отправную точку в вашем изучении H-мостов, а не как панацею и ответ на все вопросы.

В целом, H-мост – это простая схема, состоящая из четырех ключей с нагрузкой между ними (рисунок ниже). Таким образом, внешне она напоминает букву «Н», откуда, собственно, и название.

Традиционная схема Н-моста

Ключи Q1…Q4 обычно являются биполярными либо FET транзисторами. Если схема работает в высоковольтных сетях, то могут использоваться IGBT-транзисторы. Кроме того, никто не запрещает использовать реле или даже обычные выключатели. Но мы будем рассматривать полупроводниковый вариант реализации схемы.

Кроме возможности собрать мост из дискретных элементов, существуют еще и интегральные решения (весь мост в одной микросхеме, да к тому же еще и управляющая логика там же). Однако для многих разделов данной статьи не так уж и важно, интегральное решение рассматривается или дискретное.

Диоды D1…D4 называются ограничительными диодами (catch diodes) и чаще всего являются диодами Шоттки. Они упоминаются в большинстве документов, так или иначе связанных с Н-мостами, однако их роль в схеме чаще всего умалчивается. В данной статье я попытаюсь восполнить данный пробел.

В общем случае все четыре ключа в схеме могут быть независимо переведены в состояние «включено» либо «выключено» (соответственно, транзисторы открыты либо закрыты). Это накладывает ряд вполне очевидных ограничений, о которых я также расскажу ниже. Наиболее распространенной нагрузкой, используемой с Н-мостами, являются щеточные моторы постоянного тока (DC-motor) либо биполярные шаговые моторы (для шаговиков необходимо два Н-моста на один мотор, т.е. по одному мосту на обмотку).

Принцип действия

Принцип действия Н-моста потрясающе прост:

1. если Q2 и Q3 открыты, а Q1 и Q4 закрыты, то левый вывод мотора на нашей схеме будет подключен к земле, а правый – к питанию. Через обмотки двигателя будет течь ток, и двигатель будет вращаться вперед (направление мы выбрали условно).
2. если Q1 и Q4 открыты, а Q2 и Q3 закрыты, то левый вывод мотора будет подключен к линии питания, а правый – к земле. Через обмотки двигателя опять же будет течь ток, но на этот раз в противоположном направлении, и двигатель будет вращаться назад.

Если требуется вращение двигателя со скоростью (или моментом) меньше, чем максимальным, один из ключей управляется ШИМ-сигналом (PWM). При этом среднее напряжение на моторе будет определяться ШИМ-сигналом, а именно отношением между временем, на протяжении которого ключ будет открыт и закрыт.

Ток при вращении вперед

Ток при вращении назад

Выбор элементной базы

Основным решением, которое необходимо принять при создании Н-моста, является выбор ключей. Существует множество факторов, которые надо бы при этом учитывать, однако существует ряд ключевых моментов, без четкого понимания которых дальнейшая работа по созданию Н-моста может стать игрой в «угадайку». К этим ключевым факторам относятся: ток и напряжение нагрузки, а также частота переключения ключей (по сути, частота ШИМ).

Для большинства применений полевые транзисторы (MOSFET) могут считаться хорошим выбором, поэтому я буду рассматривать выбор именно этих транзисторов.

Когда MOSFET работает в режиме ключа, он может иметь два состояния: открыт и закрыт. В открытом состоянии он в той или иной степени ведет себя как резистор малого номинала. Его сопротивление называется сопротивлением канала (channel resistance) и в даташитах обозначается как R_dson. Очевидно, что чем выше это значение, тем больше потери энергии на MOSFETе. Пока эффективность Н-моста низка, он будет греться, поскольку потери энергии преобразуются в тепло и рассеиваются. Таким образом, чем меньше значение сопротивления канала, тем лучше, и тем выше КПД Н-моста.

Еще один фактор, о котором необходимо сказать, это зависимость R_dson от температуры. Сопротивление канала увеличивается с увеличением температуры. В справочной документации сопротивление R_dson приводится для нормальных условий (чаще всего, для 25°С), однако эта температура редко когда бывает в реальных условиях эксплуатации. Таким образом, обязательно смотрите графики зависимости R_dson от температуры для всего диапазона температур, в которых планируете использовать вашу схему. Это необходимо, чтобы удостовериться, что транзисторы будут использоваться в штатном режиме, а КПД схемы будет удовлетворительным. Очередным решением, которое необходимо принять на этапе выбора элементной базы, является выбор между N-канальным и P-канальным полевым транзистором. Полевые транзисторы с N-каналом традиционно имеют существенно меньшее сопротивление R_dson, однако они гораздо сложнее в управлении в верхних плечах моста (на позициях Q1 и Q3). По большей части нижние плечи моста всегда делаются на N-канальных транзисторах, тогда как верхние плечи бывают как N-канальными, так и P-канальными. Подробнее о проблеме использования N-канальных полевых транзисторов в верхних плечах моста я расскажу чуть позже. На текущем же этапе достаточно сказать, что это решение в значительной мере определяет схему управления мостом.

После того, как тип ключей определен, можно приступить к выбору элементной базы. Ток нагрузки и доступность принудительного охлаждения моста определяют максимальное значение сопротивления канала R_dson. В принципе, чем больше корпус транзистора, тем больше тепла он может рассеять, и, следовательно, большие токи он может коммутировать (при условии равенства сопротивления канала для транзисторов в разных корпусах). Традиционными корпусами транзисторов являются SO-8, D-PAQ и D2-PAQ для поверхностного монтажа и TO-92, TO-220 и TO-3 для монтажа в отверстие. Безусловно, существуют и другие в той или иной мере экзотические типы корпусов, но приведенные выше наиболее широко распространены.

При работе с корпусами для поверхностного монтажа необходимо помнить, что их термические характеристики сильно зависят от топологии печатной платы. В качестве примера давайте рассмотрим корпус TO-220. В случае отсутствия пассивного охлаждения (радиатора) он имеет термическое сопротивление порядка 60°С/Ватт. Пусть транзистор в этом корпусе может функционировать вплоть до 170°С. Итак, если температура окружающей среды не будет подниматься выше 80°С, транзистор в корпусе TO-220 сможет рассеять 1.5 Ватта энергии (1.5*60+80=170). То есть, если вы хотите коммутировать ток 10 А, из формулы Р=I²*R вы можете получить максимальное сопротивление канала R_dson=15 мОм=0.015 Ом. Так получилось, что данное значение отлично ложится в параметры полевого транзистора IRF1010Z, который имеет R_dson=7.5 мОм при температуре 25°С и приблизительно в два раза больше при 170°С.

Конечно, если вы можете обеспечить лучшее охлаждение с помощью радиатора и/или вентилятора, то вы при прочих равных условиях сможете коммутировать большие токи. Также вы можете раскошелиться на MOSFETы с меньшим параметром R_dson. Но тут есть один нюанс: чем меньше R_dson, тем больше MOSFET. Чем больше устройство (имеется ввиду полевой транзистор, его ядро), тем больше у него площадь затвора. Затвор в MOSFETах устроен таким образом, что образует конденсатор с истоком (и со стоком тоже, но в данном случае для нас это не так уж важно). Поскольку MOSFET – это устройство, управляемое напряжением, то напряжение между его затвором и истоком должно быть в определенных пределах, чтобы транзистор был полностью открыт. Чтобы закрыть транзистор, напряжение также должно попасть в определенный (на этот раз уже другой) диапазон. Таким образом, для переключения транзистора из одного состояния в другое необходимо заряжать и разряжать эту паразитную емкость затвора. Итак, имея большую мощность, мы получаем большую паразитную емкость затвора, а, следовательно, больше времени занимает ее зарядка и разрядка. Почему это может быть важно?

Полевые транзисторы имеют низкое сопротивление канала, когда они полностью открыты, и они не проводят ток, когда они полностью закрыты. В обоих граничных случаях рассеиваемая энергия относительно мала. Как правило, невозможно перейти из открытого состояния в закрытое и обратно мгновенно. В любом случае будет присутствовать короткий период, когда транзистор не до конца открыт или закрыт, т.е. когда R_dson относительно велико, но не настолько, чтобы ток прекратил течь через нагрузку. В этот период смены состояния и падение напряжения на транзисторе (в силу сопротивления канала), и ток через него одинаково важны и определяют высокое рассеивание энергии на транзисторе. Естественно, вам захочется сделать этот период настолько коротким, как это только возможно, а значит большая паразитная емкость затвора – это не то, чего нам бы хотелось. Подытоживая, емкость затвора определяет скорость переключения транзистора, а значит КПД схемы и предел частоты функционирования устройства.

Несмотря на все выше сказанное, есть еще один фактор, который необходимо иметь ввиду: чем быстрее транзистор переключается, тем более резкие изменения напряжения и тока происходят в схеме. Эти изменения в свою очередь вызывают электро-магнитные помехи, которые также не желательны. Если коротко, вам не следует делать скорость переключения (не частоту!) слишком большой, иначе вы рискуете получить высокий уровень помех в ваших цепях.

Потери энергии при переключении транзистора не так важны в случае низкочастотных устройств (частота порядка пары сотен Герц), но при увеличении частоты эти потери значительно увеличиваются, а после определенной точки они становятся основным источником потерь.

Верхние ключи моста: выбор между N- и P-канальными транзисторами

Давайте потратим некоторое время на то, чтобы разобраться с этим вопросом. Как уже сказано выше, полевые транзисторы с N-каналом могут быть выбраны для этой роли за счет их высокой эффективности. Но существует проблема: для того, чтобы они в верхних плечах моста функционировали корректно, их источник должен быть подключен к выводу мотора, а сток – к питанию. Когда используется P-канальный транзистор, его источник подключается к линии питания, а сток – к выводу мотора.

Итак, проблема в том, что полевые транзисторы управляются напряжением затвор-исток.

Для P-MOSFETа это значит, что если подключить затвор к линии питания, то напряжение затвор-исток будет равно нулю и транзистор будет закрыт, а если затвор подключить к земле, то транзистор будет открыт (если, конечно, напряжения питания достаточно для открытия транзистора), поскольку напряжение затвор-исток будет равно напряжению питания.

Для N-канального полевого транзистора ситуация гораздо сложнее. Если вы подключите затвор к земле либо к истоку, то транзистор будет закрыт (напряжение затвор-исток меньше либо равно нулю). Но куда в таком случае подключать затвор? Напряжения питания не достаточно, поскольку, когда транзистор откроется, его исток окажется практически под тем же напряжением, что и затвор. Однако напряжение на затворе должно быть больше для того, чтобы транзистор остался открытым! По факту как минимум на 5В больше для транзисторов, управляемых логическим уровнем, и на 10-15В больше для обычных MOSFETов. То, что это напряжение должно быть каким-то образом сгенерировано, – очень важная проблема. В большинстве подобных случаев применяются различные типы зарядных помп (charge-pump), как в виде самостоятельных устройств, так и в виде boot-strapping. Последний вариант, как правило, возможен только в случае, если мост работает в режиме «заблокированной противофазы» (см. ниже). В любом случае, эти драйверы верхних ключей моста не могут обеспечить такой же ток, как драйверы нижних ключей, что означает большее время открытия и закрытия верхних ключей (меньший ток дольше заряжает и разряжает емкость затвора). В случае высокочастотных цепей, когда потери времени на переключение становятся ключевым моментом, полевые транзисторы с P-каналом могут быть лучшим решением. В случае низкочастотных цепей с высокоамперной нагрузкой, когда потери на переключение не являются проблемой, в то время как сопротивление канала чрезвычайно важно, N-канальные транзисторы являются лучшим компромиссом.

Ограничительные диоды

В большинстве описаний Н-мостов ограничительные диоды D1…D4 часто либо не упоминаются вовсе, либо о них говорится очень сжато. Однако они являются очень важным компонентом. Фактически, основной идеей данного раздела является мое желание поделиться некоторым опытом, который я получил в этой области.

Принцип действия очень прост: пока мост включен, а два из четырех транзисторов проводят ток, ограничительные диоды не играют никакой роли. Однако как только мост выключается, транзисторы ток не проводят. Как указано выше, наиболее распространенной нагрузкой для Н-мостов является двигатель постоянного тока, который – не что иное, как индуктивная нагрузка. Что это означает применительно к нашему случаю? Пока мост включен, мотор создает электромагнитное поле внутри обмоток. Когда ключи выключаются, это поле постепенно уменьшается. И пока это происходит, ток продолжает течь в обмотках! Этот ток не может течь через транзисторы, т.к. они закрыты, но он должен найти себе дорогу! Ограничительные диоды предназначены для того, чтобы предоставить для этого тока низкоомный путь и удержать напряжение на выводах мотора в разумных пределах.

Итак, всякий раз, когда диод пропускает ток, на нем будет падать относительно постоянное напряжение. Этот параметр называется прямое падение напряжения, обозначается как V_F и находится в пределах 500…1000 мВ для большинства компонентов. Это падение напряжения в сочетании с током через диод дает определенное выделение тепла. Фактическое выделение тепла зависит от среднего тока, протекающего через диод, и процента времени, в течении которого диод пропускает ток. Давайте рассмотрим пример. Предположим, электро-магнитное поле затухает в двигателе за 1 мс, длительность цикла – 10 мс, ток в момент начала цикла выключения 10 А и он падает линейно (предположим, у нас идеальная индуктивная нагрузка). Тогда средний ток через диод будет 5 А для 10% времени работы диода. Рассеиваемое тепло будет 5А*0.5В*10%=0.25 Ватта (предполагаем тут, что V_F=0.5 В). Если вдруг поле затухает медленнее, скажем 5 мс, то рассеивание увеличивается до 5А*0.5В*50%=1.25 Ватта. Количество рассеиваемого тепла становится все больше с увеличением времени затухания поля и становится неприлично большим в случае, если поле не успевает затухнуть за период выключенных транзисторов. Из наших прикидочных расчетов можно видеть, что выделение энергии на диодах соизмеримо с выделением энергии на транзисторах.

Важно понимать, что для случая низкочастотных операций, выбор транзисторов по большому счету определяется максимальным постоянным током, коммутируемым Н-мостом, в то время как выбор диодов – это весьма запутанный процесс, включающий анализ затухания поля в индуктивной нагрузке. Выбор диодов зависит от динамики поведения Н-моста. Дизайн моста и метод управления им являются ключевыми в вопросе времени, в течении которого диод проводит ток. Это выливается в то, что при одном типе управления мост может фактически пережить гораздо большие токи, чем при другом. А на определенных режимах управления мостом диоды могут не проводить ток вообще. О методах управления мостом будет написано подробнее ниже.

Одной из важных особенностей полевых транзисторов является наличие внутреннего диода между стоком и истоком. Этот диод работает как ограничительный в мостовых схемах, и в большинстве документации на полевые транзисторы приводятся параметры этого диода. Таким образом, можно использовать этот диод, если его параметры удовлетворяют требованиям конкретного устройства, а внешние диоды не распаивать. Для биполярных транзисторов наличие внешних ограничительных диодов обязательно, т.к. они не имеют внутреннего диода.

Диоды, когда не проводят ток, имеют небольшую емкость между своими выводами. Эта емкость должна быть разряжена, прежде чем устройство сможет быть включено, что приводит к некоторым задержкам отклика диода на резкие изменения напряжения. Емкость диода зависит от многих факторов, но по большому счету берет свое начало от площади P-N перехода. Если коротко, чем мощнее диод, тем он «медленнее», т.е. больше его емкость. Когда транзисторы моста выключаются, а ток двигателя ищет себе дорогу, его путь пролегает через диоды. В этой связи задержка включения диодов представляет некоторую проблему. К тому же, ситуацию ухудшает то, что эта задержка происходит в момент, когда ток максимален. Если эту проблему не решить, то напряжение на моторе может достигать опасных значений и повредить транзисторы. Для того чтобы схема нормально перенесла момент, когда ни транзисторы, ни диоды не проводят ток, в схему вводят конденсатор, подсоединяемый к выводам мотора. Есть модели двигателей, которые уже содержат встроенный конденсатор, однако это редкость и по большей части требуется подключение внешнего конденсатора. Этот конденсатор сглаживает пульсации и дает время на открытие диодов. Однако напряжение на выводах мотора нарастает очень быстро, поэтому очень важно выбирать диоды с малым временем включения (turn-on delay), и именно поэтому диоды Шоттки предпочтительнее в данном случае.

Модель мотора

В большинстве случаев мотор постоянного тока может быть представлен как индуктивность и источник напряжения. Иногда важно учитывать в модели и внутреннее сопротивление мотора (см. рисунок).

Индуктивность – это обмотка мотора. Сопротивление – это все электрические потери в моторе. Источник напряжения – это «напряжение генератора», оно пропорционально скорости вращения мотора и обозначается как V_g. Ток, протекающий через мотор, пропорционален усилию, развиваемому мотором.

Существует два важных граничных режима мотора.

Первый – когда мотор вращается без нагрузки. В этом случае момент мотора используется лишь для компенсации потерь на элементах мотора. Если мы на секундочку представим, что потерь нет, то мы увидим, что ток равен нулю, т.к. усилие на продолжение вращения не требуется, а напряжение равно V_g. Если же потери учитываются, то ток все равно останется достаточно маленьким, а напряжение будет близко к V_g.

Второй режим мотора – если ротор двигателя заблокирован. В этом случае вращения не происходит, V_g=0, двигатель работает как индуктивность. Ток, протекающий через мотор, будет генерировать момент на валу, но напряжение на выводах мотора будет равно нулю (или близко к нему, если есть потери).

Несмотря на это, мы будем игнорировать потери в моторе в дальнейшем описании процесса, либо примем их постоянными (во многих случаях потери напрямую зависят от скорости вращения мотора). Также мы примем L_m, R_m и V_g постоянными для данной скорости. Фактически, в силу коммутации обмоток в моторе и других причин эти величины не являются постоянными даже для одной и той же скорости, а зависят от положения ротора. Это, кстати, очень важный момент. Его мы обсудим, когда будем говорить об измерении противо-ЭДС.

Методы управления (Drive mode)

Мост может управляться несколькими различными методами. В любом методе управления можно выделить две фазы: период полезной работы (on-time) и холостой ход (off-time).

В большинстве случаев, период полезной работы для всех методов одинаков и заключается в том, что мост подключает нагрузку к питанию, за счет чего нагрузка выполняет полезную работу. Функционирование моста в период полезной работы не отличается особой сложностью: открывается один из транзисторов верхней части моста и противоположный ему (по диагонали) транзистор нижней части моста, что позволяет току течь через нагрузку.

Период холостого хода – это время, в течении которого транзисторы моста могут быть как открыты, так и закрыты. А характерен этот период тем, что даже если мост и подводит энергию к нагрузке, то эта энергия не идет на выполнение полезной работы, а тратится на некоторые «сервисные» действия, необходимые для правильного функционирования схемы. Для различных методов управления мостом период холостого хода будет различен.

Так как транзисторы в паре Q1+Q2 (к транзисторам Q3+Q4 это тоже относится) никогда не должны быть открыты одновременно, чтобы не было короткого замыкания, то существует только три корректные комбинации этой пары транзисторов: либо Q1 открыт, либо Q2 открыт, либо оба закрыты.

В следующих диаграммах я использовал упрощенное обозначение методов управления мостом. Низкий уровень обозначает, что нижний полумост включен (то есть, открыты транзисторы Q2 или Q4). Средний уровень показывает состояние, когда ни один из транзисторов не открыт. А высокий уровень говорит о том, что транзистор верхнего полумоста открыт (Q1 или Q3).

Также важно помнить, что фактические значения напряжения, необходимые для управления мостом, зависят от выбора элементной базы (P- или N-канальные транзисторы верхнего полумоста), и что для двух транзисторов необходимо два независимых сигнала управления.

Символические и фактические управляющие сигналы для N-канальных транзисторов верхнего полумоста

Символические и фактические управляющие сигналы для P-канальных транзисторов верхнего полумоста

Непрерывный и прерывистый ток

Это термины из области импульсных блоков питания, но во многих случаях Н-мосты и понижающие источники питания весьма похожи. Можно выделить два важнейших режима функционирования моста: когда ток успевает уменьшиться до нуля за период холостого хода, и когда он упасть до нуля не успевает. В первом случае мы можем говорить о прерывистом токе, во втором – о непрерывном. Различие этих режимов очень важно по многим причинам, в том числе и потому, что рассеиваемая на ограничительных диодах энергия для этих режимов будет существенно отличаться. Отношение между максимальным и средним током мотора всегда будет больше двух для прерывистого режима. Это же отношение для режима непрерывного тока будет всегда меньше двух. С этой точки зрения режим непрерывного тока предпочтительнее. С другой стороны, всякий раз, когда ток мотора будет падать до нуля, напряжение на выводах мотора будет равно V_g (нет падения напряжения на сопротивлении или индуктивности), а значит, это напряжение можно использовать для замера скорости вращения ротора.

В каком режиме работает схема, зависит от метода управления, нагрузки на валу мотора (точнее, скорости вращения ротора) и напряжения питания.

В дальнейшем я буду считать, что схема работает в режиме прерывистого тока. Все расчеты нетрудно повторить для режима непрерывного тока. Также я принимаю для расчетов, что во время периода полезной работы Н-моста транзисторы Q2 и Q3 открыты. Другими словами, мотор вращается «вперед».

Метод управления «Sign/Magnitude»

Это простейший способ управления мостом. Во время периода полезной работы (как и во всех остальных методах управления) один транзистор верхнего плеча и противоположный транзистор нижнего плеча открыты, остальные – закрыты. Ток мотора нарастает в течении этого периода от нуля до максимального значения.

В течении периода холостого хода, транзистор верхнего плеча остается открытым, а транзистор нижнего плеча закрывается. Ток мотора продолжает течь через транзистор Q3 и диод D1. Он не может течь через диод D2, поскольку прямой ток диода D2 противоположен току мотора (другими словами, диод D2 в этом режиме никогда не будет проводить ток в прямом направлении). Напряжение на выводах мотора в этом случае будет равно V_F. Напряжение на обмотках двигателя будет V_g+V_F-I*R_m, или приблизительно V_g, если пренебречь R_m. Если момент на валу мотора отсутствует, то приблизительно V_g=V_bat*t_on/t_cycle. Если вал застопорен, то V_g=0. В конечном счете, изменение тока на индуктивной нагрузке пропорционально напряжению на ней (V_L=L*dI/dt). В случае отсутствия нагрузки ток будет уменьшаться очень медленно, в то время как в случае заблокированного ротора ток будет уменьшаться приблизительно с той же скоростью, с какой он возрастал.

Как только ток упадет до нуля, диод D1 закроется и напряжение генератора V_g установится на выводах мотора. Схема будет продолжать находиться в этом состоянии до тех пор, пока не начнется следующий цикл управления.

Как можно видеть из этого пояснения, диод D1 проводит ток в течении периода холостого хода до тех пор, пока ток не упадет до нуля. Он начинает проводить во время максимального тока. Предположив линейность уменьшения тока (другими словами, пренебрегая резистивными компонентами схемы), суммарная рассеиваемая энергия может быть вычислена по формуле:
P_D=V_F*I_max*t_collapse/t_cycle/2
где t_collapse – это время, за которое ток падает до нуля, а t_cycle – это продолжительность цикла управления. т.е. on-time+off-time или другими словами сумма продолжительности периодов полезной работы и холостого хода.

Время, необходимое на уменьшение магнитного поля в моторе, зависит в основном от напряжения, выдаваемого мотором-индуктором. Так как, грубо говоря, это напряжение равно V_g, которое к тому же может быть равно нулю, время уменьшения тока может быть весьма большим. Это означает, что диод проводит ток значительную часть цикла управления, а значит, рассеиваемая на диоде энергия весьма значительна, что может быть опасно для устройства. Если у вас именно такой случай, лучше применить другой способ управления, где нагрузка на диод будет меньше.

Есть еще один вариант этого режима управления мостом, когда вместо транзистора Q3 открытым на протяжении всего цикла остается транзистор Q2. Это приводит к тому, что диод D4 становится проводящим элементом для тока. Время затухания, как и остальные параметры, в этом случае аналогичны.

В целом, это хорошая идея – переключать транзистор верхнего плеча настолько редко, насколько это возможно, так как переходные процессы в нем медленны, а значит, потери на переключение значительны. В этой связи первый вариант управления мостом предпочтительнее. Несмотря на это, если управляющая частота достаточно низка, чтобы потери на переключение не являлись проблемой, имеется возможность уменьшить рассеивание энергии на диоде путем поочередного использования этих двух вариантов метода управления мостом, т.е. открытым в период холостого хода будет оставаться поочередно то транзистор Q2, то транзистор Q3. Эта хитрость позволяет уменьшить рассеиваемое тепло на диоде вдвое, поскольку та же энергия будет рассеиваться поочередно на диодах D1 и D4, что позволяет диодам функционировать в штатном режиме. В любом случае, при таком способе управления мостом могут коммутироваться гораздо большие средние и пиковые токи при условии, конечно, что диоды являются ограничивающим фактором.